1 VII Workshop de Iberchip – IWS´2001 Amplificador Classe AB

VII Workshop de Iberchip – IWS´2001
Amplificador Classe AB para Baixa Tensão de Alimentação
V. C. Vincence1,2, C. G.-Montoro1, M. C. Schneider1
1
Laboratório de Circuitos Integrados
Universidade Federal de Santa Catarina – UFSC
CEP 88 040-900 - Florianópolis - SC - Brasil
2
Universidade do Estado de Santa Catarina - UDESC
CEP 89 203-100 – Joinville – SC – Brasil
e-mail: [email protected]
Abstract
This paper presents a CMOS low-voltage class AB operational amplifier, which uses a minimum selector
circuit to control the class AB operation of the output stage. The operational amplifier (opamp) basic characteristics
are analyzed and simulated using the SMASH 4.0 program with the MOS transistor ACM model in the ES2 - 0.7µm
technology . The supply voltage is 1.5V and the total quiescent current is 4.5µA. The unity-gain frequency is
1MHz. This design is being integrated on the AMS 0.8µm CMOS technology. The opamp presented here offers a
competitive design choice for low-power low-voltage opamp-based circuits.
Resumo
Este artigo apresenta um amplificador operacional CMOS classe AB baixa tensão que utiliza um circuito
de seleção de corrente mínima para controlar a operação classe AB do estágio de saída. As características básicas do
amplificador operacional (ampop) são analisadas e simuladas usando o programa SMASH 4.0 com o modelo ACM
para o transistor MOS na tecnologia ES2 - 0.7µm. A alimentação é de 1,5V com consumo quiescente total de
corrente de 4,5µA. A freqüência de ganho unitário é de 1MHz. Este projeto está sendo integrado na tecnologia
CMOS AMS 0,8µm. O ampop proposto aqui demonstra ser uma escolha de projeto bastante competitivo para
circuitos baseados em amplificadores baixa tensão e baixa potência.
1
Amplificador Classe AB para Baixa Tensão de Alimentação
1. Introdução
Nos últimos anos muitos esforços têm sido despendidos para a redução da tensão de alimentação e da
potência consumida pelos circuitos CMOS [1], principalmente devido ao aumento do uso de equipamentos portáteis
alimentados por baterias. O correto funcionamento dos circuitos analógicos com baixa tensão exige explorar novos
blocos e novas topologias de circuitos. Para circuitos analógicos, o amplificador operacional (ampop) é um dos
blocos mais importantes e um dos mais utilizados. Nos ampops com estágio de saída em classe A, a corrente
máxima de saída é igual à corrente quiescente. Os amplificadores com saída classe B unem alta corrente de saída
com corrente quiescente muito baixa, mas possuem distorção de “crossover”. Um estágio de saída adequado é o
fonte comum “push-pull” classe AB, Fig. 1(a), que apresenta bom compromisso entre distorção e dissipação
quiescente, tendo resultados intermediários entre os estágios classe A e classe B. Os transistores de saída são
polarizados com uma corrente quiescente pequena comparada à máxima corrente de saída, a qual reduz distorção de
crossover se comparado com classe B. Além disso, uma corrente mínima nos transistores de saída, para qualquer
condição de polarização, permite um chaveamento rápido entre os transistores.
(a)
(b)
Fig. 1: (a) Estágio de saída classe AB fonte comum.
(b) Característica ideal para estágio de saída classe AB.
(c) Função não linear para controle classe AB.
(c)
Na Fig. 1(b) podemos observar a característica ideal para um estágio de saída classe AB. A corrente
quiescente IQ é levemente superior à corrente mínima Imín. As correntes máximas fornecida e absorvida dependem da
tensão de alimentação e das dimensões dos transistores.
Neste trabalho é proposto um amplificador com saída classe AB com estrutura bastante simples e de baixo
consumo de potência, capaz de operar com tensão de alimentação de até 1,5V. O bloco de controle classe AB é
constituído de um circuito translinear, cuja análise e resultados experimentais são apresentados na seção 2. Na
seção 3 é explicado o princípio de operação do ampop e são mostrados os resultados da simulação.
2. Circuito seletor de corrente mínima
Para obter o controle classe AB do estágio de saída é necessário um bloco de função não linear que pode
ser realizado por um circuito MOS translinear [4]. A relação entre as correntes de dreno dos transistores de saída é
mostrada na Fig. 1(c). Existem várias formas de implementar a característica representada na Fig. 1(c) [4-6]. Uma
delas é baseada no circuito seletor de corrente mínima da Fig. 2(a) [4] e foi utilizado neste trabalho. Para análise
deste circuito, assuma que todos os transistores possuem a mesma geometria. Quando IN é muito maior que IP a
tensão VDM4 tende a ser muito pequena, desta forma, VGSM3 ≈ VGSM2 e a corrente de saída tende a ser igual a IP.
Quando IN é muito menor que IP a tensão VDM4 aumenta fazendo VGSM3 << VGSM2 e a corrente de saída aproxima-se
do valor de IN. Por último, quando IN e IP são iguais a 2IB a corrente na saída fica igual a IB. A Fig. 2(b) mostra o
circuito utilizado para validação do conceito apresentado.
2
(a)
(b)
Fig. 2: (a) Estrutura translinear de corrente mínima [4].
(b) Estrutura translinear para demonstrar o princípio da Fig. 1(c).
O estágio MOS translinear mostrado na Fig. 2(b) foi simulado com o simulador SMASH e modelo ACM
do transistor MOS. A tecnologia escolhida foi a ES2-0.7µm. Os transistores possuem a mesma razão de aspecto de
50µm/20µm. Os resultados obtidos são mostrados na Fig. 3(a).
(a)
(b)
Fig. 3: (a) Característica de transferência normalizada simulada. IS = 172nA.
(b) Característica de transferência normalizada prática. IS = 200nA.
Para a realização experimental foi utilizado um CI da Microdul com vários transistores MOS. Os
transistores usados possuem razão de aspecto de 18µm /5µm, Vt = 0,6V e a corrente de normalização [12]
IS≈200nA. O circuito foi alimentado com 5V e com as variações: IB/IS = 0,3 (IB = 60nA), IB/IS = 1,0 (IB = 200nA),
IB/IS = 3,0 (IB = 600nA), IB/IS = 10 (IB = 2µA) e IB/IS = 30 (IB = 6µA).
Os resultados mostrados na Fig. 3(b) ficaram muito próximos aos obtidos por simulação. As diferenças são
decorrentes do descasamento entre os transistores do circuito translinear implementado.
3. Amplificador Classe AB com controle de corrente mínima
Existem basicamente duas categorias de estágios de saída classe AB CMOS dependendo de como a corrente
quiescente é controlada: sem malha de realimentação [7, 13], mais estável, e com realimentação [7, 13], que permite
tensão de alimentação mais baixa que o tipo anterior, mas sua velocidade é reduzida e pode ter problemas de
estabilidade por causa da malha de realimentação.
Nossa estrutura de ampop classe AB com malha de realimentação está baseada em [8], Fig. 4, onde um
amplificador classe AB é apresentado. Aqui neste trabalho, o circuito de controle da polarização é dado pelo circuito
translinear de corrente mínima visto na seção anterior.
3
Fig. 4: Princípio do amplificador compacto classe AB.
O ampop proposto (Fig. 5(a)) é constituído de dois estágios mais o circuito de controle classe AB. O
primeiro estágio é formado por um amplificador diferencial (M1 e M2) com saída cascode. O segundo é um
amplificador “push-pull” (M25 e M26) operando em classe AB. O circuito de controle classe AB é formado por dois
circuitos seletores de corrente mínima [4], constituídos pelos transistores M10-M13. A tensão Vb1 é fornecida pelo
circuito de polarização da Fig. 5(b) [9], projetado de forma a polarizar M3 e M4 no limiar de saturação. Quando as
tensões nos nós 8 e 10 são iguais a corrente de saída é nula e a corrente quiescente de saída é dada por:
IQ26 = IB
( W L )26
( W L )11
IQ25 = IB
( W L )7 ( W L )25
.
( W L )11 ( W L )8
(1)
Os transistores M10-M13 (com a mesma razão de aspecto) fixam a corrente mínima nos transistores de
saída igual à metade da corrente quiescente nestes mesmos transistores. Na tabela 1 estão relacionadas as razões de
aspecto dos transistores da Fig. 5(a) para a aplicação descrita neste trabalho.
Para o projeto do amplificador foram empregados os parâmetros da tecnologia CMOS 0,8µm da AMS [10].
As simulações foram realizadas com o simulador SMASH versão 4.0 modelo ACM [12]. Os parâmetros para a
tecnologia são: µ n ⋅ C ′ox = 100µA/V2 , µ P ⋅ C′ox = 36µA/V2, VTn = VTp = 0,8V, ISQn = 43,9nA e ISQp = 15,8nA,
onde ISQn e ISQp (ISQ=µnC’oxφ2t/2, onde “n” é o fator de inclinação) [12] são as correntes de normalização para o
transistor quadrado de canal n e de canal p, respectivamente.
(a)
Fig. 5: (a)Amplificador com controle classe AB corrente mínima.
(b) Circuito de polarização para Vb1[9].
(b)
O amplificador classe AB foi projetado para ser utilizado em um “sample-hold” (S/H) da técnica
MOSFETs chaveados (SM) [2, 3], Fig. 6. Os requisitos a serem atendidos são: freqüência de ganho unitário de
4
1MHz, capacitor de “hold” CH = 5pF, condutância de carga gL = 17µS e tempo de estabilização menor ou igual a
5µs para um erro (δ) de 0,4% do valor final, o que representa uma precisão de 8bits, aproximadamente. O tempo de
estabilização para o circuito S/H é dado pela equação (2), a qual foi obtida de [11] com g1 = g2 = g3 = gL onde g1, g2,
e g3 são as condutâncias dos transistores M1, M2 e M3, respectivamente (Fig. 6). GBW=gmI/CC, onde CC=CM1+CM2.
Com a equação (2) determina-se o valor mínimo da transcondutância do segundo estágio gmII (gmII = gm25+gm26)
requerida para o “settling time”.
Fig. 6: Circuito S/H em modo “sample” [2, 3].
 3g + 2g mII C H 
tS =  L
+
ln (1 δ )
g L 
 GBWg mII
(2)
Estabelecendo-se que a freqüência do zero do ampop em malha aberta seja aproximadamente 10 vezes
maior que a freqüência de ganho unitário, obtém-se a transcondutância do estágio diferencial de entrada gmI=gmII/10,
em seguida, determina-se o valor dos capacitores de compensação. Para o estágio de entrada com gmI, pode-se
determinar a corrente mínima (IBmín) para satisfazer esta transcondutância, através da equação (3)[12] com if << 1
(condição de inversão muito fraca). Assim, IBmín = 0,5µA. O valor adotado para o projeto foi de 0,6µA (próximo do
valor mínimo para reduzir consumo de potência). Com este valor da corrente IB e novamente com a equação (3),
determina-se o nível de inversão dos transistores do par diferencial if1,2 = 1.
 1 + 1 + if
I D = n ⋅ φt ⋅ g m ⋅ 

2







gm
1
W


 =
 L  µ n , p ⋅ C′ox ⋅ φ t  1 + i f − 1 
IB
W
 L = I i
  SQp f
(3)
(4)
(5)
Com a equação (4) [12] e com o nível de inversão obtido anteriormente determina-se o valor da razão de
aspecto dos transistores do par diferencial de entrada. A corrente quiescente mínima (IQmín) do segundo estágio
também é determinada pela equação (3) onde gm = gmII/2 e if << 1. O valor calculado é de IQmín = 1,1 µA. O valor
adotado para IQ é de 1,5µA resultando em if = 2. Com o nível de inversão associado a esta corrente e com o valor da
corrente quiescente determinou-se as razões de aspecto dos transistores de saída.
As razões de aspecto dos transistores de polarização M30 e M32 são determinadas utilizando a equação (5)
[12] com IB = 0,6µA e if = 10 (manter um compromisso entre área ocupada e tensão de saturação). As razões de
aspecto dos transistores M31, M33, M34, M21 e M22 são metade da razão de aspecto de M30. Para os transistores
M3-M6 e M40 utilizou-se o nível de inversão do segundo estágio (if = 2) e corrente IB/2.
A razão de aspecto do transistor M7 é igual à metade da de M10. A razão de aspecto do transistor M8 é
dada pela equação (6):
 W  1  W  ( W L )13
  =  
 L 8 2  L  25 ( W L )26
5
(6)
A tabela 1 apresenta os valores de projeto para o ampop classe AB com circuito de controle corrente
mínima.
Tabela 1: Valores de projeto do ampop classe AB.
Grandeza
Valor
Unidade
VDD = -VSS
IB
IQ
gmI
fu
ts
gmII
(W/L)1, 2
(W/L)25
(W/L)26
(W/L)40,3,4,5,6 (W/L)P6,P8,
(W/L)21,22,31,33,34
(W/L)7
(W/L)10,11,12,13
(W/L)8
(W/L)30,32
(W/L)P7,P9,P10
CM1, CM2
0,75
0,6
1,5
7,5
1M
4
65
38/2
95/2
34/2
14/4
8/4
7/2
14/2
19/2
16/4
7/4
1
V
µA
µA
µS
Hz
µs
µS
µm/µm
µm/µm
µm/µm
µm/µm
µm/µm
µm/µm
µm/µm
µm/µm
µm/µm
µm/µm
pF
Para os transistores de carga M3 e de realimentação M2 com valores de W/L = 10µm/20µm, a corrente
máxima é de 3,5µA. Assim, o ampop deve fornecer pelo menos 7µA.
O circuito projetado foi simulado com o SMASH 4.0 [14] utilizando-se o modelo ACM. Na Fig. 7 é
apresentada a característica AC do ampop em malha aberta. O ganho em baixas freqüências é de 106dB e margem
de fase 47º.
Fig. 7: Característica AC do ampop com controle corrente minima em malha aberta.
A Fig. 8 apresenta a característica DC do ampop quando operando na configuração S/H (Fig. 5), com um
sinal de corrente Iin aplicado à entrada inversora do ampop. São plotadas as correntes dos transistores M25 e M26. A
corrente quiescente está em torno de 1,6µA e o valor mínimo tendendo para 0,8µA (IQ/2). A corrente quiescente
total consumida pelo circuito é de 5IB+IQ, isto é, 4,5µA.
Os pontos de quebra para correntes de entrada da ordem de ±5µA são provocados pelas limitações máxima
e mínima da excursão da tensão na saída do ampop, próximas a VDD e VSS. No caso de nossa aplicação, pode-se
necessitar de correntes bem superiores aos 7 ou 8µA se vários transistores forem conectados à saída.
6
Fig. 8: Característica DC do amplificador S/H com transistor MOS como carga.
Na Fig. 9, onde V20 e V54 representam as tensões de saída (Vo) e entrada do circuito da Fig. 6,
respectivamente, tem-se a resposta transitória do S/H (Fig. 5) a uma excitação de freqüência 50kHz (Vin) com
amplitude de ±10mV com um nível DC igual a VB. O tempo de estabilização de 0,4% é em torno de 4µs.
Fig. 9: Resposta transitória do circuito S/H da Fig. 5.
Na tabela 2 são resumidas as características do ampop obtidas através de simulação.
Tabela 2: Características do ampop obtidas por simulação com SMASH [14].
Grandeza
Valor
Unidade
VDD = -VSS
GDC
GBW
ts (0,4%)
Itotal
Tensão de polarização (VB)
Corrente máxima de saída
PSRR (VDD): DC
100kHz
PSRR (VSS): DC
100KHz
Tensão de ruído na entrada
(f=1kHz)
Ruído de entrada
(de 1Hz-10kHz)
THD (S/H)
f=1kHz , 3µA
Impedância de saída em
malha aberta (1kHz)
Impedância de saída do
S/H malha fechada (1kHz)
0,75
106
1
4
4,5
-0,59
±95
105
40
115
20
V
dB
MHz
µs
µA
V
µA
dB
dB
dB
dB
7
95
nV
Hz
9
µV
-71
dB
30k
Ω
35
Ω
4. Conclusões
Neste artigo foi apresentado um novo amplificador operacional classe AB bastante simples, adequado para
baixas tensões de operação e próprio para aplicações na técnica MOSFETs chaveados. O circuito de controle classe
AB utiliza um circuito de seleção de corrente mínima. Os resultados da simulação são resumidos na tabela 2. O
ampop está sendo integrado em tecnologia AMS 0,8µm e o protótipo deverá estar pronto para testes em março de
2001.
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