Versuch 1: Linear geregeltes Netzteil

Labor
Elektronische Schaltungen
Prof. Dr. P. Stuwe
Dipl.-Ing. A. Hoppe
Versuch 1: Linear geregeltes Netzteil
Gruppennr.
Name: ……………………………….………
Matr.-Nr.: …….……………
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Name: …………………………….………….
Matr.-Nr.: ………….………
Datum
Vortestat
Note / Bemerkung
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1 Theorie
Die Stromversorgung elektronischer Einrichtungen oder Geräte kann z.B. aus dem Netz, aus
Batterien bzw. Akkumulatoren oder auch aus Solarzellen erfolgen. Oftmals entspricht die zur
Verfügung stehende Spannung (z.B. die 230 V - Netzwechselspannung) nicht derjenigen
Spannung, die zur Versorgung eines elektronischen Gerätes erforderlich ist. So ist es die Aufgabe einer Stromversorgung, die zur Verfügung stehende Eingangsspannung in eine gewünschte Ausgangsspannung umzuformen. Handelt es sich bei der zur Verfügung stehenden
Spannung um die Netzspannung, so spricht man auch von einem Netzteil. In diesem Versuch
wird insbesondere auf diese Art von Netzteilen und ihre Bestandteile eingegangen. Aufgabe
eines Netzteiles ist oft, aus einer Netzwechselspannung eine sehr viel niedrigere Gleichspannung zu erzeugen, welche i.A. zur Versorgung elektronischer Schaltungen benötigt wird.
Der Anspruch an Stabilität, Einstellbarkeit, Restwelligkeit und Belastbarkeit der Ausgangsspannung bestimmt die Art und die Dimensionierung eines Netzteils. Aufgrund der unterschiedlichen Arbeitsweise unterscheidet man ungeregelte Netzteile, die (klassischen) linear
geregelten Netzteile und die Schaltnetzteile.
Während bei konstanter Last ein ungeregeltes Netzteil seinen Zweck erfüllen kann, erfordert
eine wechselnde Ausgangslast ein stabilisiertes oder geregeltes Netzteil.
Abb. 1 : Funktionsblöcke eines Netzteils mit linearer Regelung
V 1.9 22.03.2011 NETZTEIL.DOC
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Das Blockschaltbild eines linear geregelten Netzteiles ist in Abb. 1 dargestellt. Der Netztransformator transformiert die Netzspannung in eine (oder mehrere) niedrigere Ausgangswechselspannung(-en). Nach der Gleichrichtung wird die entstandene pulsierende Spannung geglättet
bzw. gesiebt und schließlich einer Stabilisierungs- oder Regelstufe zugeführt.
Abb. 2 : Prinzip eines primär getakteten Schaltnetzteils (Schaltregler)
Bei einem primär getakteten Schaltnetzteil wird zunächst die Netzspannung gleichgerichtet
und geglättet. Diese Spannung wird über einen Transistor mit hoher Frequenz auf die Primärwicklung eines Transformators durchgeschaltet. Das Schalten bei hohen Frequenzen (50 –
200 kHz) erlaubt die Verwendung wesentlich kleinerer Transformatoren. Die transformierte,
hochfrequente Sekundärspannung wird abschließend wieder gleichgerichtet und gesiebt. Über
das Puls-Pausen-Verhältnis des Schaltsignals lässt sich die Höhe der Ausgangsspannung steuern oder regeln. Abb. 2 zeigt das vereinfachte Blockschaltbild eines primär getakteten Schaltnetzteils.
Häufig wird ein solcher Schaltregler auch nach einem Transformator, einer Autobatterie oder
einer Solarzelleneinheit eingesetzt, um aus einer schwankenden Eingangsspannung eine stabile Ausgangsspannung zu erzeugen.
In diesem Laborversuch soll ein linear geregeltes Netzteil aufgebaut werden, daher geht der
theoretische Teil in erster Linie auf die Funktionsblöcke dieser Netzteile ein.
1.1 Kenngrößen des Transformators
Die im Zusammenhang mit Netzteilen wichtigen Kenngrößen des Transformators sind neben
Nennspannung UN und Nennstrom IN sein Verlustfaktor fV sowie sein Innenwiderstand RiTr .
Der Verlustfaktor fV ist definiert als Verhältnis von Leerlaufspannung UL zu Nennspannung:
fV 
2
UL
UN
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Die Verlustfaktoren für verschiedene Trafo-Kerne mit primärer Standardwicklung
(230 V / 50 Hz) können z.B. einer Tabelle in [1] entnommen werden. Für den Innenwiderstand gilt:
RiTr 
UL UN
IN  IL
bzw. RiTr 
RiTr 
Für IL = 0 (Leerlauf) gilt dann:
U N ( f V  1)
.
IN
UL UN
IN
1.2 Gleichrichterschaltungen
1.2.1 Einweggleichrichter
Bei einem Einweggleichrichter wird nur eine Halbwelle der Transformatorspannung genutzt.
Der Ladekondensator C wird während der positiven Halbwelle über die Diode auf den Spitzenwert der Eingangsspannung - abzüglich des
Spannungsfalls UD der Diode - aufgeladen. Wird
die Schaltung nicht belastet, so steht am Ausgang die Gleichpannung
U A0  uˆE  U D  2 U E  U D an.
Bei Belastung der Schaltung durch RL ergibt sich
für die Ausgangsspannung nach [1] folgende

RiTr 
Näherung: U A  U A0 1 

RL 

Abb. 3 : Einweggleichrichtung
Die maximale auftretende Sperrspannung an der Diode beträgt: U D,Sperr  2  uˆE  2 2 U E .
Durch das periodische Teilentladen und Nachladen des Kondensators C schwankt die Ausgangsspannung uA(t) periodisch um ihren zeitlichen Mittelwert UA herum. Bei Netzteilen von
Audiogeräten (z.B. Radios) lässt sich diese Schwankung der Ausgangsgleichspannung als
Brummen hören. Daher wird der Wechselanteil dieser Mischspannung auch als Brummspannung UBr bezeichnet. Diese in Abhängigkeit von der Last auftretende Brummspannung bei
der Netzfrequenz fN lässt sich gemäß [1] näherungsweise folgendermaßen abschätzen:




Der Nachteil des Einweggleichrichters ist die hohe Welligkeit schon bei geringer Last und die
Gleichstrom-Belastung des Transformators.
U BrSS 
I A 
R
1  4 iTr

C  fN 
RL
3
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1.2.2 Mittelpunktschaltung
Durch Nutzung beider Halbwellen der Transformatorspannung lässt sich eine geringere Welligkeit erzielen. Bei der Mittelpunktschaltung (siehe Abb. 4) ist dafür ein Trafo mit Mittelabgriff oder mit zwei Sekundärwicklungen gleicher Spannung erforderlich. Während der positiven Halbwelle der Spannung U AB wird der Kondensator über Diode D1 auf nahezu u = ûAB
aufgeladen. Mit der darauf folgenden positiven Halbwelle von U CB wird der Kondensator
dann über D2 ebenfalls auf u = ûCB geladen. Leerlaufausgangsspannung UA0 und maximale
Dioden-Sperrspannung UD,Sperr ergeben sich wie bei dem Einweggleichrichter. Für die Ausgangsspannung bei anliegender Last gilt näherungsweise:

RiTr 
U A  U A0  1 

2 RL 

Die Brummspannung ist mit deutlich geringer als beim Einweggleichrichter:
U BrSS 
IA
2C f N

RiTr
 1  4
2 RL




Abb. 4 : Zweiweggleichrichter in Mittelpunktschaltung
Abb. 5 zeigt eine andere Mittelpunktschaltung. Diese nutzt auch die negativen Halbwellen der
Spannungen UAB und UCB. Sie beeinflusst die erste Schaltung nicht. Mit ihr lassen sich zwei
zur Masse symmetrische Ausgangsspannungen erzeugen. Die vier Dioden bilden Brückengleichrichter (Graetz-Schaltung).
Abb. 5 : Mittelpunktschaltung für (Masse-)symmetrische Ausgangsspannungen
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1.2.3 Brückengleichrichter
Der Brückengleichrichter lässt sich
auch bei nur einer Trafospannung
und nur einer Ausgangsspannung
gemäß Abb. 6 verwenden.
Während der positiven Halbwelle
leiten D1 und D3 und der Kondensator wird auf den Spitzenwert der
Transformatorspannung
abzüglich
dem Spannungsabfall über den beiden Dioden aufgeladen. Bei der negativen Halbwelle wird C über D1
und D4 geladen. Die Ausgangsspannung im Leerlauf ist also:
U A0  uˆ AB  2U D  2 U AB  2U D .
Ausgangsspannung unter Last UA, Abb. 6 : Zweiweggleichrichtung mit Brückengleichrichter
maximale
Diodensperrspannung
UD,Sperr und Brummspannung UBr,SS ergeben sich wie bei der Mittelpunktschaltung.
1.2.4 Spannungsvervielfachung
Zur einfachen Spannungsverdoppelung eignet sich die in Abb. 7 gezeigte
Delon-Schaltung. Sie besteht praktisch aus jeweils einem Einweggleichrichter für jede Halbwelle. Die Gleichrichter sind ausgangsseitig in Reihe
geschaltet, so dass sich am Ausgang
der Schaltung der doppelte Spitzenwert der Eingangsspannung abgreifen
lässt (unbelasteter Ausgang, die Spannungsabfälle über den Dioden werden
unter diesem Punkt nicht berücksichtigt). Als nachteilig kann es sich auswirken, dass kein Ausgangspol auf Abb. 7 : Delon-Schaltung
Masse liegt und dass keine weitere
Vervielfachung der Ausgangsspannung möglich ist.
Anders ist dieses bei der VillardSchaltung in Abb. 8. Während der negativen Halbwelle wird der Kondensator C1 über D1 auf den Spitzenwert u
der Eingangsspannung aufgeladen.
Bei der positiven Halbwelle sperrt D1
wird über D2 auf
und C2
U A  2  uˆ  U D  aufgeladen. Dieser
Abb. 8 : Villard-Schaltung
Spannungswert entsteht durch Reihenschaltung von C1 und der Trafowicklung und steht am
Ausgang der Schaltung an.
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Durch Kaskadierung mehrerer Villard-Schaltungen lässt sich eine Vervielfachung der Eingangsspannung über den Faktor zwei hinaus erreichen. Eine dementsprechende Schaltung
zeigt Abb. 9 . Die Schaltung besteht aus n  3 Villard-Schaltungen und erzeugt eine Ausgangsspannung von U A  2n(uˆ  U D ) . Die Schaltung besitzt allerdings einen hohen Innenwiderstand, sodass die Ausgangsspannung nur bei relativ kleinem Ausgangsstrom zur Verfügung steht. Des Weiteren steigt mit der Anzahl der Stufen auch die Zeit, die nach dem Einschalten vergeht bis die Ausgangsspannung den gewünschten Wert erreicht hat.
Abb. 9 : Kaskadierte Villard-Schaltung
1.3 Stabilisierung und Regelung
1.3.1 Stabilisierung mit Z-Dioden
Eine einfache Spannungsstabilisierung lässt sich bereits mit einer Zener-Diode Z1 gemäß
Abb. 10 realisieren. Ausgenutzt wird dabei der
Effekt, dass im Bereich der Durchbruchspannung eine große Änderung des Stromes I Z
durch die Diode nur eine geringe Änderung
der Spannung U Z hervorruft (sehr kleiner
differentieller Diodenwiderstand im Arbeitspunkt). Die Schaltung muss so dimensioniert
sein, dass die Eingangsspannung U E abzüglich des Spannungsabfalls am Vorwiderstand
RV noch größer als die Zenerspannung der
Diode bleibt. Der maximal entnehmbare AusAbb. 10 : Stabilisierung mit Z-Diode
gangsstrom ist dann:
U UZ
I A max  E
RV
Zu beachten ist, dass I Amax bei unbelastetem Ausgang durch die Diode fließt und dabei die
Verlustleistung PVZ  U Z  I Amax umgesetzt wird.
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1.3.2 Spannungsstabilisierung mit Längstransistor
Abb. 11 : Spannungsregelung mit Längstransistor: (a) UA liegt fest, (b) UA ist einstellbar
In der in Abb. 11 dargestellten Schaltung wird eine mittels Z-Diode Z1 stabilisierte Referenzspannung URef erzeugt. Diese Spannung wird an die Basis des in Kollektorschaltung (Emitterfolger) betriebenen Transistors gelegt. Am Ausgang stellt sich eine Spannung UA = URef - UBE
ein. Verkleinert man RL, so vergrößert sich der Basisstrom IB und damit IC. Die Ausgangsspannung verringert sich durch die etwas größere Basis-Emitter-Spannung UBE nur wenig.
Es muss allerdings dafür gesorgt werden, dass ein entsprechender Basisstrom fließen kann
bzw. dass der Transistor eine ausreichend große Stromverstärkung aufweist. Oftmals finden
dabei Darlington-Transistoren Verwendung.
Für die im Transistor umgesetzte Verlustleistung gilt: PV  (U E  U A ) I A . Bei einem einstellbaren Netzteil, welches nach diesem Prinzip arbeitet, wird somit bei der kleinsten Ausgangsspannung und maximalem (Nenn-)Strom die größte Verlustleistung im Transistor umgesetzt.
Die größte einstellbare Ausgangsspannung beträgt: UAmax = UREF - UBE .
1.3.3 Spannungsregelung (Längsregelung)
Das Prinzip der Spannungsregelung ist die Ansteuerung des Längstransistors über ein Differenzsignal, welches aus dem Vergleich der Ausgangsspannung mit einer internen Referenzspannung hervorgeht. In der in Abb. 12 dargestellten Schaltung findet der Vergleich am Transistor T2 statt. Sinkt die Ausgangsspannung z.B. durch Verkleinerung des Lastwiderstandes,
so verkleinert sich auch die aus der Ausgangsspannung erzeugte Teilspannung Uist und damit
die Basis-Emitter-Spannung von T2.
Der Transistor wird zugesteuert und aufgrund des kleineren Stromes durch R2 steigt das Potential an der Basis von T1 . Dieser Transistor wird stärker durchgesteuert und bewirkt eine
Erhöhung der Ausgangsspannung bis der Sollwert erreicht ist.
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Eine Erhöhung der Ausgangsspannung z.B. durch Vergrößerung des Lastwiderstandes
führt zum entgegengesetzten
Effekt. T2 wird stärker durchgesteuert, der Strom durch R2
wird größer und das Potential
an der Basis von T1 wird kleiner.
Der Transistor wird damit
zugesteuert, der Spannungsabfall über der KollektorEmitter-Strecke von T1 wird
größer und die Ausgangsspannung sinkt bis auf den eingestellten Sollwert.
Abb. 12 : Spannungsregelung mit einstellbarer Ausgangsspg.
1.3.4 Schutzschaltungen
In Abb. 13 sind drei Möglichkeiten der Ausgangsstrombegrenzung dargestellt. Steigt in Version (a) der Spannungsabfall an R1 über ca. UD ≈ 0,6 V, so leiten die beiden in Serie geschalteten Dioden und der Basisstrom kann sich nicht mehr wesentlich vergrößern. Der Kollektorstrom wird dadurch auf einen Maximalwert von ca. UD /R1 begrenzt. Ungünstig ist bei dieser
Variante allerdings, dass der Kurzschlussstrom größer ist als der Nennstrom und somit bei
Kurzschluss eine sehr hohe Verlustleistung PV  UE IK am Transistor umgesetzt wird.
Abb. 13 : Verschiedene Realisierungsmöglichkeiten von Ausgangsstrombegrenzungen
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In Version (b) wird die Basis-Emitter-Strecke des Längstransistors T1 durch einen zusätzlichen Transistor T2 überbrückt und T1 zugesteuert, sobald die Spannung an R1 über  0,6 V
ansteigt. Der Kurzschlussstrom ist bei geschickter Dimensionierung kaum größer als der
Nennstrom.
Mit Schaltung (c) lässt sich erreichen, dass der Kurzschlussstrom kleiner ist als der Nennstrom. Auf diese Weise wird erreicht, dass im Kurzschlussfall (UA  0 V, IA = IAmax) der Transistor T1 nicht die vollständige Verlustleistung absorbieren muss. Die Durchbruchspannung
der Z-Diode D wird so groß gewählt, dass diese bei Normalbetrieb (UA >> 0 V) nicht überschritten wird. Sinkt dann im Falle eines Kurzschlusses die Spannung am Ausgang stark ab
(Masche aus UZ, UR3 und UBE2 von T2 bis zum kurzgeschlossenen Ausgang) wird T2 durch
den nun zusätzlich durch Z und R3 fließenden Strom weiter aufgesteuert und so der Ausgangsstrom zusätzlich begrenzt. Diese Begrenzung erfolgt also in Abhängigkeit von der
Ausgangsspannung und führt zur sogenannten „fold-back“-Kennlinie, also einem
abnehmenden Ausgangsstrom bei abnehmender Ausgangsspannung. .
1.3.4.1 Multifuse-Sicherung
Um den Trafo sekundärseitig abzusichern, können gewöhnliche Schmelzsicherungen oder
auch sogenannte Multifuse-Sicherungen verwendetet werden. Hierbei handelt es sich um
nichtlineare Widerstände ( PTC / Kaltleiter ).
Durch den Strom im Sekundärkreis erwärmt sich der PTC. Steigt der Strom im Sekundärkreis
über einen bestimmten Wert an, so erreicht der PTC eine Temperatur bei der sich sein Widerstand sprunghaft erhöht und der Strom wird dadurch begrenzt. Der große Vorteil liegt in der
Wiederverwendbarkeit des Bauteils. Ist es wieder abgekühlt, kann es ohne Eingriff o.ä. sofort
weiter verwendet werden.
2 Versuchsdurchführung
Bitte beachten: Die Messwerte des Oszilloskops müssen auf einem USB-Stick mit max. 2 GB
archiviert werden. Sollten Sie über keinen verfügen, melden Sie sich bitte rechtzeitig!
Benötigte Geräte:
 Aufbau mit Transformator, Gleichrichter und Ladekondensatoren
 Oszilloskop TDS 2022 B
 Multimeter M-3860M oder UT-803
 Widerstandslastdekade
Verwendete Bauteile:
CL1 = 470 µF, CL2 = 1000 µF ,
Z1 : C5V6 , T1 : 2N3055 (montiert auf Kühlkörper), T2 , T3 : BSX 62  10 ,
R2 = 4,7 k, R3 = 2,5 k , R4 = 1,25 k, R5 = 1 ,
P = 10 k,
D1  D2  D3  D4 : 1N4007
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2.1 Messungen am Trafo / am Trafo mit Gleichrichter und Elko
 Der Transformatorinnenwiderstand RiTr ist durch Messung der Lastströme IA und der Ausgangsspannungen UA bei Belastung mit RL = 10  und RL = 100  (Buchsen am elektronischen Lastwiderstand) zu bestimmen.
 Schließen Sie anschließend den Brückengleichrichter und CL1 an und stellen Sie durch
Verändern des Lastwiderstands RL (passive Widerstandslastdekade) einen Ausgangsstrom
von IA = 0,8 A ein (kontrollieren!). Bestimmen Sie mittels Oszilloskop die Brummspannung UBrSS. Zusätzlich ist die Höhe der Ausgangsspannung mit einem Digitalmultimeter zu
messen. Führen Sie die gleichen Messungen mit CL2 durch.
 Stellen Sie bei einem Ausgangsstrom von IA = 0,8 A auf dem Oszilloskop die Ausgangsspannung uA(t) und den Ladestrom iC(t), der durch den Gleichrichter fließt, dar. Die Messung erfolgt hinter dem Gleichrichter. Als Messwiderstand für den Strom dient ein 1Widerstand. Verwenden Sie zunächst CL1 und dann CL2 . Drucken Sie jeweils das Schirmbild aus.
2.2 Spannungsstabilisierung mit Längstransistor und Z-Dioden Referenz
Vorbereitung: Berechnen Sie den Vorwiderstand R1 der Z-Dioden-Referenz für einen max.
Zenerdiodenstrom von IZmax = 4,5 mA und UCL2 = 18 V (bei Leerlauf am Ausgang).
Abb. 14: Schaltung 1
Bauen Sie Schaltung 1 auf. Als Ladekondensator wird im Folgenden CL2 verwendet. Messen
Sie die Ausgangsspannung UA (spannungsrichtige Messung), die Zenerspannung U Z und den
Basisstrom I B als Funktion des Ausgangsstroms IA (IA bei allen Versuchsteilen max. 0,8 A).
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Abb. 15: Schaltung 2
Nun wird Transistor T2 wie in Schaltung 2 zugeschaltet, es entsteht somit ein DarlingtonTransistor.
Wiederholen Sie die an der vorhergehenden Schaltung durchgeführten Messungen an dieser
Schaltung. Wechseln Sie auch hier bei der Messung von IB nicht den Messbereich (MB: 4 mA
am M-3860M).
2.3 Spannungsregelung mit einstellbarer Ausgangsspannung
Die Schaltung wird nun um die für Regelung und Einstellung der Ausgangsspannung erforderlichen Bauteile erweitert: Regeltransistor T3 mit Arbeitswiderstand R2 sowie der einstellbare Spannungsteiler aus R3 und P (Schaltung 3).
Die Funktionen der Ausgangsspannung U A  f( I A ) und der Brummspannung U BrSS  f( I A )
sowie die Spannung am Ladekondensator U CL2  f( I A ) sind für die drei (Leerlauf-) Ausgangsspannungen UA1 = 8 V , UA2 = 10 V, UA3 = 12 V aufzunehmen. Stellen Sie dabei jeweils für den größten Belastungsfall uCL2(t) und uA(t) auf dem Oszilloskop dar und drucken
Sie das Schirmbild aus.
Statten Sie abschließend Ihre Schaltung mit einer Strombegrenzung aus (Schaltung 4) und
nehmen Sie die Funktion UA = f ( IA) für UA0 = 10 V auf.
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Abb. 16: Schaltung 3
Abb. 17: Schaltung 4
Auswertung:


Stellen Sie die Funktionen graphisch dar.
Berechnen Sie zu Schaltung 1 und 2 jeweils die Stromverstärkung des Längselements
und stellen Sie die Funktionen B  f( I A ) dar.

Vergleichen Sie diese Ergebnisse mit den von Ihnen erwarteten. Diskutieren Sie ggf.
vorhandene Abweichungen.
Literatur:
[1] U. Tietze, Ch. Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, 12. Aufl., Springer-Verlag 2002
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