Sintetizador de Freqüências para Transceptor de RF CMOS em

SINTETIZADOR DE FREQÜÊNCIAS PARA TRANSCEPTOR DE RF CMOS EM
SISTEMA EM CHIP
Rafael R. P. Soares, Pablo R. O. Vogel, José C. da Costa
Universidade de Brasília – Departamento de Engenharia Elétrica – LPCI (Lab. de Proj. de Circuitos
Integrados) Caixa Postal 4386 – Brasília – DF – 70919-970
[email protected], [email protected]
SUMMARY
The design of a 0,35 µm CMOS PLL-based Frequency Synthesizer for a System-on-Chip RF transceiver is
presented. The circuit operates in the 915 – 927 MHz range and uses 50 KHz channels for communication. The
circuit was designed aiming reduced area and power consumption constraints. The voltage-controlled oscillator
uses a ring-based topology. The PLL feedback network uses a dual-modulus prescaler, a fixed modulus divider,
and a programmable modulus divider. The proposed application for the circuit is a node for wireless sensor
network in a system for irrigation control on crope.
RESUMO
O projeto de um Sintetizador de Freqüências utilizando uma topologia PLL (Phase-Locked Loop) para um
transceptor de RF em Sistema em Chip é apresentado. O circuito opera na faixa de 915 – 927 MHz e as
transmissões são realizadas em canais de 50 KHz. O projeto foi realizado com o objetivo de minimizar a área e
o consumo de potência. O oscilador controlado por tensão utiliza uma topologia em anel para minimizar a área.
O módulo da divisão da realimentação do PLL é dado por um prescaler de módulo duplo, um divisor de
módulo fixo e um divisor de módulo programável. A aplicação proposta para o sistema é um nó de uma rede
sem-fio de sensores para um sistema de controle de irrigação. A tecnologia utilizada é 0,35 µm CMOS.
SINTETIZADOR DE FREQÜÊNCIAS PARA TRANSCEPTOR DE RF CMOS EM
SISTEMA EM CHIP
Rafael R. P. Soares, Pablo R. O. Vogel, José C. da Costa
Universidade de Brasília – Departamento de Engenharia Elétrica – LPCI (Lab. de Proj. de Circuitos
Integrados) Caixa Postal 4386 – Brasília – DF – 70919-970
[email protected], [email protected]
ABSTRACT
O projeto de um Sintetizador de Freqüências utilizando
uma topologia PLL (Phase-Locked Loop) para um
transceptor de RF em Sistema em Chip é apresentado. O
circuito opera na faixa de 915 – 927 MHz e as
transmissões são realizadas em canais de 50 KHz. O
projeto foi realizado com o objetivo de minimizar a área e
o consumo de potência. O oscilador controlado por tensão
utiliza uma topologia em anel para minimizar a área. O
módulo da divisão da realimentação do PLL é dado por
um prescaler de módulo duplo, um divisor de módulo fixo
e um divisor de módulo programável. A aplicação
proposta para o sistema é um nó de uma rede sem-fio de
sensores para um sistema de controle de irrigação. A
tecnologia utilizada é 0,35 µm CMOS da AMS.
1. INTRODUÇÃO
O desenvolvimento das tecnologias de fabricação de
circuitos integrados (CI) tem possibilitado uma verdadeira
revolução nas aplicações de dispositivos eletrônicos. As
técnicas de escala muito alta de integração (VLSI) e os
avanços na implementação de sistemas completos em um
único chip (SoC), colocando seções de RF, banda básica e
digitais em uma mesma pastilha de semicondutor vêem
abrindo novos caminhos e barateando custos de projeto.
As comunicações sem fio são uma área que vem se
beneficiando sobremaneira desse avanço tecnológico.
Dispositivos cada vez menores, de melhor desempenho e
de menor custo são desenvolvidos e incorporados a
sistemas de telecomunicação, medição, biomedicina,
entretenimento, entre outros.
A Empresa Brasileira de Pesquisa Agropecuária
(EMBRAPA), em parceria com diversos institutos de
pesquisa de todo o Brasil, incluindo a Universidade de
Brasília (UnB), vem desenvolvendo uma aplicação para
monitoramento e controle de umidade do solo, baseada em
um SoC que adquire dados dos sensores de umidade,
processa e transmite a uma central de comando, que pode,
assim, interferir sobre as condições de irrigação da
plantação. Tal aplicação tem por objetivo a redução do
desperdício de água e energia, enquanto melhora a
produtividade.
O sistema em chip em desenvolvimento é composto
por estruturas como processador, memória, conversores
AD/DA, transceptor, entre outras. O presente trabalho se
refere ao projeto de um sintetizador de freqüências,
componente do transceptor do sistema.
O transceptor irá operar em banda ISM, na faixa de
915 a 927,7 MHz, em modulação OOK, em esquema
Half-Duplex, e fará a comunicação entre os nós e a central
do sistema de irrigação. A alimentação será garantida por
uma fonte de 3,3V
O sintetizador de freqüências tem por função gerar as
freqüências de transmissão e recepção do sistema a partir
de uma freqüência de referência. A referência é dada por
um oscilador com cristal externo. A saída é determinada
por um Oscilador Controlado por Tensão (VCO) e tem a
fase relacionada com o sinal de referência externo e sua
freqüência de oscilação como um múltiplo da freqüência
de referência.
Esse projeto foi implementado em tecnologia CMOS,
0,35µm, duas camadas de poli e quatro camadas de metais.
2. TOPOLOGIA DO SINTETIZADOR DE
FREQÜÊNCIAS
A topologia para o sintetizador de freqüências pode ser
visualizada na Figura 1 [5][6]. Ela é uma topologia do tipo
Phase-Locked Loop (PLL) que tem como vantagens a
utilização de componentes digitais e a facilidade de
integração. Essa topologia foi escolhida devido à
1
Figura 1 – Topologia do sintetizador de freqüências implementado
necessidade de sintetizar canais de 50 KHz em uma
freqüência de 915 MHz. O divisor M é utilizado para
ajustar a freqüência de front-end enquanto o divisor F é
utilizado para ajustar os canais de 50 KHz. Ao utilizar
um sinal de referência de 50 KHz, é possível sintetizar
canais com essa largura sem a necessidade de realizar
divisões fracionárias, reduzindo a complexidade do
circuito.
O valor da freqüência sintetizada é determinado pelos
divisores N, M e F de acordo com as equações abaixo:
f VCO = f ref × [N × (M − F ) + F × ( N + 1)]
f VCO = f ref × (M × N + F )
(1)
O valor de Fref é igual ao valor da largura dos canais
que serão sintetizados (50 KHz). O circuito é iniciado
com o divisor de módulo duplo ajustado para divisão por
N+1 e permanecerá com esse módulo durante F ciclos de
divisão. Ao final dos F ciclos, o módulo é alterado para
divisão por N e assim permanecerá por (M – F) ciclos.
Para o funcionamento correto do circuito, é necessário
que o divisor F tenha módulo menor que o divisor M.
O Detector de Fase-Freqüência (PFD) é utilizado
para que o sinal de saída esteja em fase com o sinal de
referência do circuito. A saída do PFD é um sinal digital
relacionado com as diferenças de fase e freqüência dos
seus sinais de entrada. O filtro recebe o sinal digital do
PFD e transforma em um sinal analógico adequado para
o controle da freqüência do VCO. O filtro deve prover
um zero de modo a promover a estabilidade do PLL. As
baixas freqüências de operação do filtro resultam em
capacitores de grandes dimensões, fato que justifica um
esforço de projeto para otimizar esse bloco visando
reduzir a sua área.
A
Figura 2 – VCO em anel de 5 estágios
Nesse trabalho, foram projetados os blocos que
compõe o sintetizador de freqüências, com exceção do
filtro, que está em fase de desenvolvimento. Os blocos
projetados foram enviados para prototipagem para serem
testados isoladamente e formando o PLL completo. Para
a realização do teste do PLL completo será utilizado um
filtro externo.
3. PROJETO DOS BLOCOS DO PLL
3.1. Oscilador Controlado por Tensão
A topologia escolhida para o VCO está mostrada na
Figura 2 [6]. Ela é baseada em um oscilador em anel de
5 estágios formado por inversores. Osciladores em anel
são freqüentemente utilizados em sintetizadores de
freqüência integrados por não precisarem de indutores,
que normalmente ocupam grandes áreas na integração.
Essa topologia apresenta área reduzida, baixa
complexidade e o seu controle de freqüência não causa
grande impacto na freqüência de oscilação,
possibilitando atingir freqüências próximas da freqüência
máxima que teria apenas o oscilador em anel, porque o
controle da freqüência não está inserido em série entre os
estágios inversores [6].
Tabela 1 – Características do VCO
Característica
VCO
2
Faixa de operação
Ganho
Área
Potência consumida
Controle da freqüência
897 – 970 MHz
3,65 MHz/100 mV
1900µ2
2,7 mW
um sinal
Fref
Up
Reset
Down
Fvco
Figura 4 – Detector de Fase-Freqüência
3.2. Detector de Fase-Freqüência
Figura 3 – Resposta simulada do VCO a 917 MHz
O controle da freqüência é determinado por um
resistor variável controlado por tensão e um capacitor
conectado entre cada estágio inversor de modo a
fornecer um incremento na constante de tempo RC. A
Tabela 1 resume as características do VCO projetado. A
resistência variada é formada por um transistor NMOS.
O sinal de porta desse transistor é proveniente do filtro
do PLL e é responsável pelo controle da freqüência de
oscilação do VCO ao ajustar a constante de tempo RC
entre os estágios inversores. A freqüência máxima é
atingida quando os resistores variáveis estão desligados.
Ainda assim, a capacitância de dreno do NMOS continua
sendo carregada, limitando a freqüência de oscilação.
Técnicas de layout podem ser empregadas para
minimizar a área do dreno, reduzindo as capacitâncias
[10]. A Figura 3 mostra a saída simulada do VCO a 917
MHz.
Ao testar a resposta do VCO para as variações na
tecnologia [2] foi obtida uma variação de 0,2% na
freqüência absoluta para uma variação de 10% no valor
dos componentes críticos. Em termos absolutos, a
variação é aceitável. Entretanto, devido à dimensão dos
canais de comunicação, ela não é suficiente para garantir
o posicionamento dos canais na faixa especificada. As
simulações foram realizadas no Spectre e utilizam
modelos bsim para descrição dos transistores com os
parâmetros correspondentes ao arquivo de tecnologia do
fabricante.
O esquemático do detector de fase-freqüência é
mostrado na Figura 4 [6]. Esse é um circuito
freqüentemente
utilizado
pela
facilidade
de
implementação, por ser um circuito digital
implementável em qualquer biblioteca CMOS, e por
fornecer informações sobre as diferenças de fase e de
freqüência dos sinais de entrada. Essa topologia
estabiliza o loop com diferença de fase dos sinais de
entrada nula e realiza uma operação de amostragem, uma
vez que a comparação dos sinais é feita durante as
bordas de subida. Se a borda de subida na entrada Vref
ocorre antes da borda na entrada Fvco, a saída Up será
ativada e permanecerá assim enquanto não ocorrer a
borda de subida em Fvco. Nesse momento as duas saídas
ficam desativadas. A saída Up ativa significa que a saída
freqüência do VCO deve ser aumentada, de modo para
reduzir a diferença de fase entre ele e o sinal de
referência. Da mesma forma, se a saída Down estiver
ativa significa que o VCO está adiantado em relação ao
sinal de referência. A Figura 5 mostra a operação
simulada do circuito com Fref = 50 KHz e Fvco = 45
KHz.
3.3. Divisores de Freqüências
Foram implementados 3 tipos de divisores, como pode
ser visto na Figura 1. O divisor N é um prescaler de
módulo duplo. O divisor M é um contador de módulo
fixo e o divisor F é contador de módulo variável.
O prescaler é baseado na topologia apresentada em
[9]. Na etapa de teste, o módulo da divisão do prescaler
utilizado é de N/N+16. O prescaler é formado por um
divisor síncrono de módulo duplo, 5/6, e um divisor
assíncrono de módulo 16, como mostra a Figura 6.
Assim, o prescaler divide por 80 quando o módulo de N
for 5 ou por 96 quando o módulo de N for 6 (N+16).
3
Figura 6 – Prescaler de módulo N/N+16 formado por
um divisor síncrono (em cima) e um assíncrono (em
baixo)
Figura 5 – Simulação do PFD com Fref = 50 KHz e
Fvco = 45 KHz
Para sintetizar os canais de 50 KHz, o módulo da
divisão do prescaler deve ser de N/N+1. Para obter esse
módulo será utilizado o circuito da Figura 7 [9]. Nesse
circuito, a lógica combinacional mostrada entre os dois
divisores (síncrono e assíncrono) faz com que o divisor
síncrono divida por 6 (N+1) em apenas um dos dezesseis
ciclos do divisor assíncrono. Assim, o resultado da
divisão será 15 x 5 + 1 x 6 = 81.
O divisor síncrono é o único que opera em alta
freqüência, que é a freqüência gerada pelo VCO. A
topologia adotada para esse divisor utiliza quatro FlipFlops tipo D e duas portas NAND para fazerem a
seleção do módulo da divisão. Para a operação em alta
freqüência do divisor síncrono, o projeto dos Flip-Flops
foi realizado utilizando técnicas TSPC (True Single
Phase Clocking) [8], resultando no circuito da Figura 8.
Na Figura 9 pode ser visualizado o funcionamento
simulado do Flip-Flop tipo D operando a 900 MHz. Na
Figura 10 é mostrada a resposta simulada do divisor
síncrono, do sinal de controle do módulo da divisão e do
prescaler completo para uma entrada de 900 MHz.
Os divisores de freqüências M e F foram projetados
segundo a lógica de um contador síncrono progressivo
[4] utilizando 9 bits, Figura 11. Uma cadeia de flip-flops
tipo D somada à lógica de realimentação implementa
uma máquina de estados síncrona que funciona como um
contador. Por esses divisores operarem em freqüências
entre 9 a 12 MHz, na saída do prescaler, não foi
necessário utilizar técnica dinâmica para o projeto dos
Flip-Flops empregados aqui. Na configuração de
contador progressivo, m flip-flops implicam em módulo
da contagem igual a 2m. Para usar essa máquina com um
módulo cujo valor está compreendido entre 2 e 2m é
necessário à inserção de uma palavra externa, que faz
com que a contagem não reinicie do zero, mas de um
valor mais alto. A inserção
Figura 7 – Prescaler de módulo N/N+1
dessa palavra é feita impondo-se às entradas dos flipflops o valor desejado, através de uma lógica de
multiplexação responsável por ler a palavra externa. A
inserção pode ocorrer de duas formas: a cada overflow
dos divisores ou habilitando o sinal de Sel.
O circuito da Figura 11 foi utilizado em duas
configurações. Para formar o divisor de módulo fixo M,
as entradas de dados foram fixadas em nível lógico '1' ou
'0'. Para obter o divisor de módulo programável F, as
entradas de dados foram conectadas em um conversor
serial-paralelo para possibilitar o teste. O valor
determinado pelo conversor determinará o canal de
transmissão desejado. A Figura 12 mostra a
realimentação completa do PLL com os divisores N, M e
F, assim como o Flip-Flop RS (Figura 1). O sinal de
seleção de dados de ambos os contadores, M e F, está
conectado à saída do contador M. Quando a contagem de
M terminar significa que a divisão total terminou. Nesse
momento, os dois contadores devem ser reinicializados
para e o módulo da divisão o divisor de módulo duplo
deve ser colocado para N+1.
4
Figura 8 – Flip-Flop tipo D para operar em 900 MHz
utilizando técnica TSPC
Figura 10 – Resposta do prescaler da Figura 6
mostrando separadamente as respostas do divisor
síncrono com o módulo variando (em baixo), do sinal de
controle do módulo da divisão (no meio) e do prescaler
completo (em cima).
Figura 9 – Simulação do Flip-Flop tipo D a 909 MHz
3.4. Charge Pump
O charge pump converte a saída diferencial do PFD em
corrente para efetuar a carga ou descarga do filtro. O
circuito é composto por duas fontes de corrente
controladas por duas chaves. O inversor antes da chave
PMOS é necessário porque a saída do PFD é um pulso
positivo. A saída do PFD é obtida entre as chaves. A
capacidade de corrente é de 68 µA. O charge pump pode
ser visualizado na Figura 13, que mostra o todo o
sintetizador com exceção do filtro.
Figura 11 - Contador síncrono progressivo de 9 bits
3.5. Buffer
Um buffer foi implementado entre o VCO e o prescaler
para que a freqüência de oscilação do VCO não seja
afetada pela carga do prescaler. O buffer é uma cascata
de inversores de 5 estágios, sendo o primeiro estágio de
dimensões mínimas, projetado para atraso mínimo [1]. A
alteração de fase devido ao buffer é mínima não tendo
efeito na estabilidade do PLL.
5
Figura 12 – Realimentação do PLL formada pelo
prescaler, pelos divisores N, M e F e pelo Flip-Flop RS
(vide Figura 1).
4. LAYOUT FINAL
A Figura 14 mostra o layout final do circuito.
Algumas estruturas isoladas para teste foram
incluídas no protótipo. Entre as estruturas que compõe o
PLL, foram enviados um Flip-Flop D projetado para alta
freqüência, o prescaler contendo os divisores síncronos e
assíncronos, o divisor F formado pelo contador de 9 bits
e o conversor serial-paralelo, o detector de fasefreqüência e o oscilador controlado por tensão. Além
dessas estruturas, ainda foram enviados capacitores de
óxido de porta em poço P e poço N e transistores
isolados. Os capacitores de óxido de porta possuem
capacitância por unidade de área de aproximadamente 5
vezes maior que a capacitância poly-poly na tecnologia
utilizada. A sua caracterização vai servir como referência
para sua utilização como capacitor para o filtro do loop,
o qual será integrado na versão final do sintetizador. Os
transistores isolados vão possibilitar a caracterização
desses componentes para que um modelo preciso possa
ser utilizado no projeto dos módulos de alta freqüência
do circuito, como o VCO.
5. CONCLUSÕES
Nesse trabalho foram apresentados os blocos do
oscilador controlado por tensão, do detector de fasefreqüência e dos divisores da realimentação que compõe
a topologia de PLL da Figura 1. O PLL foi integrado e
enviado para prototipagem. A utilização de um filtro
externo na fase de testes vai possibilitar testar e otimizar
Figura 13 – Topologia PLL do sintetizador de
freqüências incluindo o VCO, buffer, divisores de
realimentação, PFD e charge pump.
esse bloco quanto ao seu funcionamento e as suas
dimensões. Outros blocos de testes foram enviados
separadamente. Os trabalhos futuros incluem o teste do
circuito fabricado e sua análise com diferentes
topologias de filtro. Com os resultados, os blocos
projetados poderão ser otimizados resultando em um
sintetizador de freqüências totalmente integrado.
6. AGRADECIMENTO
Os autores agradecem à CAPES e ao CNPq pelo
apoio financeiro dado ao projeto.
7. REFERÊNCIAS
[1] Baker, R. J., H. W. Li, D. Boyce, CMOS Circuit Design,
Layout, and Simulation, IEEE Press Series on
Microelectronics Systems.
[2] ENG 182 Rev. 2 – 0.35 µm CMOS C35 Process
Parameters – AustriaMicroSystems.
[3] J. Craninckx, M. S.J. Steyaert, " A Fully Integrated CMOS
DCS-1800 Frequency Synthesizer," Journal of Solid-State
Circuits, IEEE, December 1998.
[4] P. R. O. Vogel, J. C. Costa, "Divisor de Freqüências de 11
bits com Tecnologia CMOS 0.35 µm," Graduating Project,
University of Brasilia, Brazil, July, 2003.
[5] Rohde, U. L., Digital PLL Frequency Synthesizers –
Theory and Design, Prentice-Hall, USA, 1983.
6
[6] R.R.P. Soares, J.C. Costa, "Frequency Synthesizer for a
System-on-Chip RF Transceiver," Student Forum 2003,
SBMicro, São Paulo, Brazil, September 8-11.
[7] ] R.R.P. Soares, J.C. Costa, "Sintetizador de Freqüências
915 MHz," Graduating Project, University of Brasilia, Brazil,
February, 2003.
[8] R. Rogenmoser, N. Felber, Q. Huang, W. Fichtner, "1.16
GHz Dual-Modulus 1.2 µm CMOS Prescaler," Custom
Integrated Circuits Conference, IEEE, 1993.
[9] R. Rogenmoser, Q. Huang, F. Piazza, "1.57 GHz
Asynchronous and 1.4 GHz Dual-Modulus 1.2 µm CMOS
Prescaler," Custom Integrated Circuits Conference, IEEE,
1994.
[10] Y. Savaria, D. Chtchvyrkov, J. F. Currie, "A Fast CMOS
Voltage-Controlled Ring Oscillator".
Figura 14 – Layout Final do Sintetizador de Freqüências
7